電流控制方式開關(guān)磁阻電動(dòng)機(jī)電流控制方式仿真

開關(guān)磁阻電動(dòng)機(jī)可控變量較多，且變量之間彼此耦合，因此要實(shí)現(xiàn)電機(jī)的電流控制方式，不單要研究電流，還要研究與之相關(guān)的其他變量。利用Matlab/Simulink仿真軟件的優(yōu)點(diǎn)，建立了通用性強(qiáng)、易修改、具有模塊化結(jié)構(gòu)的開關(guān)磁阻電動(dòng)機(jī)的動(dòng)態(tài)仿真模型。利用該模型可以方便地實(shí)現(xiàn)電機(jī)的角度位置控制，通過大量的仿真實(shí)驗(yàn)，形象、直觀地揭示了開關(guān)角對(duì)電流波形的影響，進(jìn)而研究與驗(yàn)證了在電流控制方式下，電流波形與電機(jī)的轉(zhuǎn)矩和轉(zhuǎn)速之間的關(guān)系，同時(shí)也很好地解決了工程設(shè)計(jì)中根據(jù)電流波形這個(gè)可測(cè)量來設(shè)計(jì)最優(yōu)開關(guān)角，降低電機(jī)轉(zhuǎn)矩波動(dòng)這一問題。

電流控制方式開通角與電流波形的關(guān)系

當(dāng)關(guān)斷角固定，改變開通角時(shí)，可得到電流波形(θ_on1 <θ_on2 <θ_on3)，θ_on1是最小開通角。開通角減小，電流峰值隨之增大。當(dāng)開通角增大到一定值時(shí)(如θ_on2)，可得到近似于“平頂波”的電流波形，當(dāng)開通角繼續(xù)增大(如θ_on3)，波形走勢(shì)發(fā)生變化，電流幅值繼續(xù)增大，這主要是由于此時(shí)開通角較大，電流在有效 工作段內(nèi)的旋轉(zhuǎn)電動(dòng)勢(shì)的正壓降小于繞組兩端的有效電壓引起的。可以看出隨著開通角的增大，轉(zhuǎn)速隨之下降。在開通角2時(shí)，轉(zhuǎn)速波動(dòng)最小，可見“平頂波”的電流波形，是實(shí)現(xiàn)轉(zhuǎn)速調(diào)節(jié)的最佳電流狀況。電流波形為“近似平頂波”時(shí)，轉(zhuǎn)矩波動(dòng)明顯小得多。

電流控制方式關(guān)斷角與電流波形的關(guān)系

開通角固定，改變關(guān)斷角。電流波形的變化(θ_off1<θ_off2<θ_off3)隨著關(guān)斷角的增大，電流波形寬度有一定的增加。當(dāng)關(guān)斷角較小時(shí)，也會(huì)出現(xiàn)與關(guān)斷角3相似的幅值波動(dòng)的電流波形，當(dāng)關(guān)斷角增大到 一定值時(shí)，電流幅值穩(wěn)定。在此范圍內(nèi)，關(guān)斷角越大，電流幅值越小且逼近額定電流值(如關(guān)斷角2)。若關(guān)斷角繼續(xù)增大便會(huì)出現(xiàn)如關(guān)斷角3時(shí)的電流波形。當(dāng)關(guān)斷角過大時(shí)，電流不能下降到零，產(chǎn)生了較大的制動(dòng)轉(zhuǎn)矩，造成電機(jī)的轉(zhuǎn)矩波動(dòng)劇烈。結(jié)合轉(zhuǎn)速波形及轉(zhuǎn)矩波形可以看出：關(guān)斷角2的轉(zhuǎn)速及轉(zhuǎn)矩波動(dòng)明顯比關(guān)斷角1、3時(shí)小得多。關(guān)斷角1雖然與關(guān)斷角2電流波形相似， 穩(wěn)定轉(zhuǎn)速值也相同但過渡時(shí) 間卻長(zhǎng)得多，轉(zhuǎn)速及轉(zhuǎn)矩的波動(dòng)也比關(guān)斷角2大得多。通過分析，可以看出關(guān)斷角2就是所要尋找的最佳關(guān)斷角。 2100433B

如何提高電能質(zhì)量和治理諧波是輸配電技術(shù)中最迫切的問題之一，有源電力濾波器已成為解決這一問題的關(guān)鍵性技術(shù)。建立了三相三線制并聯(lián)型有源電力濾波器的數(shù)學(xué)模型，把檢測(cè)電源電流控制方式應(yīng)用于并聯(lián)型有源電力濾波器，通過仿真研究驗(yàn)證了此種控制方法可以有效地實(shí)現(xiàn)諧波的動(dòng)態(tài)補(bǔ)償，證明了該方法的可行性。

電流控制方式檢測(cè)電源電流控制方式的數(shù)學(xué)模型

檢測(cè)電源電流控制方式的等效電路圖和結(jié)構(gòu)圖中Z_s是電源內(nèi)阻抗，Z_HPF為高通濾波器阻抗。i_c為指令電流參考值，G_Z(s)為i_s與i_cL之間的傳遞函數(shù)；G(s)為校正環(huán)節(jié)，這種控制方式把產(chǎn)生諧振的傳遞函數(shù)G_Z(s)包括在閉環(huán)內(nèi)，選擇適當(dāng)?shù)?i>G(s)就可以抑制諧振，為了獲得良好的補(bǔ)償特性，G(s)應(yīng)有較大的放大倍數(shù)，以增大系統(tǒng)的開環(huán)增益，但放大倍數(shù)太大會(huì)使系統(tǒng)不穩(wěn)定，通常采用一階慣性微分環(huán)節(jié)，其傳遞函數(shù)為G(s)=KTs/(1 Ts)；G_I(s)為指令電流運(yùn)算電路的傳遞函數(shù)，放大倍數(shù)為-1；G_A(s)為補(bǔ)償電流發(fā)生器的傳遞函數(shù)，為時(shí)間常數(shù)很小的一階慣性環(huán)節(jié)。得到：i_cL=i_Li_c；I_s(s)=G_Z(s)·I_cL(s)；I_ch(s)=G(s)·G_I(s)·G_A(s)·I_s(s)。

電流控制方式并聯(lián)型有源電力濾波器的控制算法

通過電源電流控制方式實(shí)現(xiàn)諧波的檢測(cè)，為了實(shí)現(xiàn)逆變器對(duì)諧波電流的補(bǔ)償，需要控制逆變器使其輸出的能夠自動(dòng)跟蹤計(jì)算所得的參考電流，主要的控制方式有兩種，分別是電流跟蹤控制和電壓控制。電流控制主要有四種，分別是周期采樣控制、滯環(huán)比較控制、無差拍控制和三角載波線性控制。

1、周期采樣控制：此控制方法主要是根據(jù)有源電力濾波器輸出電流i_c與參考電流i_cref的比較結(jié)果在采樣脈沖的上升沿改變PWM脈沖的狀態(tài)。

2、滯環(huán)比較控制：此控制方法是將補(bǔ)償電流參考值i_cref與逆變器實(shí)際電流輸出值i_c之差Δi_c輸入到具有滯環(huán)特性的比較器，通過比較器的輸出來控制開關(guān)的開合，從而使逆變器輸出電流實(shí)時(shí)快速的跟蹤補(bǔ)償電流參考值。

3、無差拍控制：此控制方法是利用前一刻的補(bǔ)償電流參考值和實(shí)際電流值，計(jì)算下一刻的電流參考值及各種開關(guān)狀態(tài)下逆變器的電流輸出值，選擇某種開關(guān)模式作為下一刻的開關(guān)狀態(tài)，從而達(dá)到電流誤差等于零。但由于無差拍控制方法存在系統(tǒng)誤差與調(diào)制比對(duì)系統(tǒng)參數(shù)依賴性大、魯棒性差、瞬態(tài)響應(yīng)超調(diào)量大等缺點(diǎn)，因此在實(shí)際中不常用。

4 、三角載波線性控制：此控制方法是將檢測(cè)電流環(huán)節(jié)得到的電流實(shí)際值i_c與參考值i_cref之間的偏差與高頻三角載波比較，所得到的PWM脈沖作為逆變器各開關(guān)器件的控制信號(hào)，從而在逆變器端得到所需波形的電流。

三角載波是電壓型PWM逆變器中應(yīng)用較多的一種電流控制方式，這種控制方式可以獲得恒定的開關(guān)頻率，裝置安全性較高，鑒于此并聯(lián)型有源電力濾波器中PWM變流器采用三角載波控制算法。

電流控制方式檢測(cè)電源電流控制方式的可行性

采用檢測(cè)電源電流控制方式，逆變器采用三角載波控制算法，投入三相并聯(lián)型有源電力濾波器后的系統(tǒng)仿真波形。在0.02s之前系統(tǒng)電流存在諧波并且電壓和電流有相位差，0.02s后并聯(lián)型有源電力濾波器投入使用，經(jīng)補(bǔ)償系統(tǒng)電流相位和電網(wǎng)電壓相位基本一致，系統(tǒng)電流波形已接近正弦波，表明此控制策略的可行性。

主從控制的主要設(shè)計(jì)思路是將多端柔性直流輸電系統(tǒng)的換流器分為主換流器和從換流器兩種類型進(jìn)行控制，主從式控制沒有多端系統(tǒng)規(guī)模的限制。采用主從式控制方式的多端系統(tǒng)，通常需要設(shè)置上層控制器，上層控制器采集到各換流器的電流值（或功率值），并計(jì)算出這些數(shù)值的代數(shù)和，然后根據(jù)特定的控制要求或優(yōu)化方案，按一定的比例分配給各換流器（包括主換流器），作為運(yùn)行參考設(shè)定值。

根據(jù)通信條件的限制，主從式控制方法又可分為統(tǒng)一控制和裕度控制兩類。如果滿足高速通信要求，可采用統(tǒng)一控制方式。若只滿足相對(duì)緩慢的通信，則宜采用裕度控制方式。