脈沖寬度調(diào)制背景介紹

脈寬調(diào)制（PWM）基本原理：控制方式就是對(duì)逆變電路開(kāi)關(guān)器件的通斷進(jìn)行控制，使輸出端得到一系列幅值相等但寬度不一致的脈沖，用這些脈沖來(lái)代替正弦波或所需要的波形。也就是在輸出波形的半個(gè)周期中產(chǎn)生多個(gè)脈沖，使各脈沖的等值電壓為正弦波形，所獲得的輸出平滑且低次諧波少。按一定的規(guī)則對(duì)各脈沖的寬度進(jìn)行調(diào)制，既可改變逆變電路輸出電壓的大小，也可改變輸出頻率 。

例如，把正弦半波波形分成N等份，就可把正弦半波看成由N個(gè)彼此相連的脈沖所組成的波形。這些脈沖寬度相等，都等于 π/n ，但幅值不等，且脈沖頂部不是水平直線(xiàn)，而是曲線(xiàn)，各脈沖的幅值按正弦規(guī)律變化。如果把上述脈沖序列用同樣數(shù)量的等幅而不等寬的矩形脈沖序列代替，使矩形脈沖的中點(diǎn)和相應(yīng)正弦等分的中點(diǎn)重合，且使矩形脈沖和相應(yīng)正弦部分面積（即沖量）相等，就得到一組脈沖序列，這就是PWM波形。可以看出，各脈沖寬度是按正弦規(guī)律變化的。根據(jù)沖量相等效果相同的原理，PWM波形和正弦半波是等效的。對(duì)于正弦的負(fù)半周，也可以用同樣的方法得到PWM波形。

在PWM波形中，各脈沖的幅值是相等的，要改變等效輸出正弦波的幅值時(shí)，只要按同一比例系數(shù)改變各脈沖的寬度即可，因此在交－直－交變頻器中，PWM逆變電路輸出的脈沖電壓就是直流側(cè)電壓的幅值。

根據(jù)上述原理，在給出了正弦波頻率，幅值和半個(gè)周期內(nèi)的脈沖數(shù)后，PWM波形各脈沖的寬度和間隔就可以準(zhǔn)確計(jì)算出來(lái)。按照計(jì)算結(jié)果控制電路中各開(kāi)關(guān)器件的通斷，就可以得到所需要的PWM波形。圖1為變頻器輸出的PWM波的實(shí)時(shí)波形。

從調(diào)制脈沖的極性看，PWM又可分為單極性與雙極性控制模式兩種 。產(chǎn)生單極性PWM模式的基本原理如圖6.2所示。首先由同極性的三角波載波信號(hào)ut。與調(diào)制信號(hào)ur，比較(圖6.2中(a))，產(chǎn)生單極性的PWM脈沖(圖6.2中(b))；然后將單極性的PWM脈沖信號(hào)與圖6.2中(c)所示的倒相信號(hào)UI相乘，從而得到正負(fù)半波對(duì)稱(chēng)的PWM脈沖信號(hào)Ud，如圖6.2中(d)所示。

雙極性PWM控制模式采用的是正負(fù)交變的雙極性三角載波ut與調(diào)制波ur，如圖6.3所示，可通過(guò)ut與ur，的比較直接得到雙極性的PWM脈沖，而不需要倒相電路。

除以上兩種從原理不同的角度，對(duì)調(diào)制方法進(jìn)行的分類(lèi)外，近些年采用芯片直接進(jìn)行脈寬調(diào)制的方式被更多的用戶(hù)所接受。信號(hào)調(diào)理領(lǐng)域經(jīng)常需要面對(duì)模擬量信號(hào)的傳輸、采集、控制等問(wèn)題，傳統(tǒng)的信號(hào)鏈電路包括模數(shù)轉(zhuǎn)換器（ADC）、數(shù)模轉(zhuǎn)換器（DAC）、運(yùn)算放大器（OpAmp）、比較器（Comparator）等等，它們扮演著模擬信號(hào)處理的主要角色。信號(hào)鏈芯片的功能基礎(chǔ)而強(qiáng)大，經(jīng)過(guò)精心的設(shè)計(jì)后能形成多種多樣優(yōu)秀的信號(hào)處理電路，但即便如此，在很多應(yīng)用領(lǐng)域，依然存在瓶頸和制約，無(wú)法達(dá)到理想的電路性能和指標(biāo)。所以在信號(hào)鏈領(lǐng)域渴望出現(xiàn)更多創(chuàng)新的模擬電路處理技術(shù)和芯片產(chǎn)品。一種新型的模擬信號(hào)處理專(zhuān)用芯片，它實(shí)現(xiàn)了模擬信號(hào)向PWM信號(hào)高精度轉(zhuǎn)換功能，我們稱(chēng)它為APC（Analogue to PWM Convertor）。

假設(shè)SPWM波的載波頻率為fc，基波頻率為fs，fc/fs稱(chēng)為載波比N，對(duì)于三相變頻器，當(dāng)N為3的整數(shù)倍時(shí)，輸出不含3次諧波及3的整數(shù)倍諧波。且諧波集中載波頻率整數(shù)倍附近，即諧波次數(shù)為：kfc±m(xù)fs，k和m為整數(shù)。

圖2是基波頻率fs=50Hz，載波頻率fc=3kHz，調(diào)制比為0.8的SPWM的波形及頻譜的Matlab仿真圖。

圖2中58次諧波和60次諧波的幅值分別為27.8%和27.7%，含量最大的諧波為119次和121次諧波，諧波幅值分別為39.1%和39.3%。即最大諧波在兩倍載波頻率附近。

隨著諧波頻率的升高，諧波幅值整體呈現(xiàn)下降趨勢(shì)，按照GB/T22670變頻器供電三相籠型感應(yīng)電動(dòng)機(jī)試驗(yàn)方法的規(guī)定，變頻電量變送器的帶寬應(yīng)該在載波頻率的6倍以上，當(dāng)載波頻率為3kHz時(shí)，帶寬至少為18kHz，實(shí)際使用建議采用30kHz以上帶寬的變頻功率傳感器及變頻功率分析儀。

實(shí)際的SPWM波，其載波比不一定為整數(shù)，此時(shí)，為了降低頻譜泄露，可適當(dāng)增加傅里葉窗口長(zhǎng)度，對(duì)多個(gè)基波周期的PWM進(jìn)行傅里葉變換（FFT或DFT）。

脈沖寬度調(diào)制（PWM）是一種對(duì)模擬信號(hào)電平進(jìn)行數(shù)字編碼的方法。通過(guò)高分辨率計(jì)數(shù)器的使用，方波的占空比被調(diào)制用來(lái)對(duì)一個(gè)具體模擬信號(hào)的電平進(jìn)行編碼。PWM信號(hào)仍然是數(shù)字的，因?yàn)樵诮o定的任何時(shí)刻，滿(mǎn)幅值的直流供電要么完全有（ON），要么完全無(wú)（OFF）。電壓或電流源是以一種通（ON）或斷（OFF）的重復(fù)脈沖序列被加到模擬負(fù)載上去的。通的時(shí)候即是直流供電被加到負(fù)載上的時(shí)候，斷的時(shí)候即是供電被斷開(kāi)的時(shí)候。只要帶寬足夠，任何模擬值都可以使用PWM進(jìn)行編碼。

多數(shù)負(fù)載（無(wú)論是電感性負(fù)載還是電容性負(fù)載）需要的調(diào)制頻率高于10Hz，通常調(diào)制頻率為1kHz到200kHz之間。許多微控制器內(nèi)部都包含有PWM控制器。例如，Microchip公司的PIC16C67內(nèi)含兩個(gè)PWM控制器，每一個(gè)都可以選擇接通時(shí)間和周期。占空比是接通時(shí)間與周期之比；調(diào)制頻率為周期的倒數(shù)。執(zhí)行PWM操作之前，這種微處理器要求在軟件中完成以下工作：

1、設(shè)置提供調(diào)制方波的片上定時(shí)器/計(jì)數(shù)器的周期

2、 在PWM控制寄存器中設(shè)置接通時(shí)間

3、設(shè)置PWM輸出的方向，這個(gè)輸出是一個(gè)通用I/O管腳

4、啟動(dòng)定時(shí)器

5、使能PWM控制器

如今幾乎所有市售的單片機(jī)都有PWM模塊功能，若沒(méi)有（如早期的8051），也可以利用定時(shí)器及GPIO口來(lái)實(shí)現(xiàn)。更為一般的PWM模塊控制流程為（筆者使用過(guò)TI的2000系列，AVR的Mega系列，TI的LM系列）：

1、使能相關(guān)的模塊（PWM模塊以及對(duì)應(yīng)管腳的GPIO模塊）。

2、配置PWM模塊的功能，具體有：

①：設(shè)置PWM定時(shí)器周期，該參數(shù)決定PWM波形的頻率。

②：設(shè)置PWM定時(shí)器比較值，該參數(shù)決定PWM波形的占空比。

③：設(shè)置死區(qū)（deadband），為避免橋臂的直通需要設(shè)置死區(qū)，一般較高檔的單片機(jī)都有該功能。

④：設(shè)置故障處理情況，一般為故障是封鎖輸出，防止過(guò)流損壞功率管，故障一般有比較器或ADC或GPIO檢測(cè)。

⑤：設(shè)定同步功能，該功能在多橋臂，即多PWM模塊協(xié)調(diào)工作時(shí)尤為重要。

3、設(shè)置相應(yīng)的中斷，編寫(xiě)ISR，一般用于電壓電流采樣，計(jì)算下一個(gè)周期的占空比，更改占空比，這部分也會(huì)有PI控制的功能。

4、使能PWM波形發(fā)生。

隨著電子技術(shù)的發(fā)展，出現(xiàn)了多種脈沖寬度調(diào)制（Pulse width modulation，PWM）技術(shù)，其中包括：相電壓控制PWM、脈寬PWM法、隨機(jī)PWM、SPWM法、線(xiàn)電壓控制PWM等，而在鎳氫電池智能充電器中采用的脈寬PWM法，它是把每一脈沖寬度均相等的脈沖列作為PWM波形，通過(guò)改變脈沖列的周期可以調(diào)頻，改變脈沖的寬度或占空比可以調(diào)壓，采用適當(dāng)控制方法即可使電壓與頻率協(xié)調(diào)變化?？梢酝ㄟ^(guò)調(diào)整PWM的周期、PWM的占空比而達(dá)到控制充電電流的目的。

模擬信號(hào)的值可以連續(xù)變化，其時(shí)間和幅度的分辨率都沒(méi)有限制。9V電池就是一種模擬器件，因?yàn)樗妮敵鲭妷翰⒉痪_地等于9V，而是隨時(shí)間發(fā)生變化，并可取任何實(shí)數(shù)值。與此類(lèi)似，從電池吸收的電流也不限定在一組可能的取值范圍之內(nèi)。模擬信號(hào)與數(shù)字信號(hào)的區(qū)別在于后者的取值通常只能屬于預(yù)先確定的可能取值集合之內(nèi)，例如在{0V,5V}這一集合中取值。

模擬電壓和電流可直接用來(lái)進(jìn)行控制，如對(duì)汽車(chē)收音機(jī)的音量進(jìn)行控制。在簡(jiǎn)單的模擬收音機(jī)中，音量旋鈕被連接到一個(gè)可變電阻。擰動(dòng)旋鈕時(shí)，電阻值變大或變??；流經(jīng)這個(gè)電阻的電流也隨之增加或減少，從而改變了驅(qū)動(dòng)揚(yáng)聲器的電流值，使音量相應(yīng)變大或變小。與收音機(jī)一樣，模擬電路的輸出與輸入成線(xiàn)性比例。

盡管模擬控制看起來(lái)可能直觀而簡(jiǎn)單，但它并不總是非常經(jīng)濟(jì)或可行的。其中一點(diǎn)就是，模擬電路容易隨時(shí)間漂移，因而難以調(diào)節(jié)。能夠解決這個(gè)問(wèn)題的精密模擬電路可能非常龐大、笨重（如老式的家庭立體聲設(shè)備）和昂貴。模擬電路還有可能?chē)?yán)重發(fā)熱，其功耗相對(duì)于工作元件兩端電壓與電流的乘積成正比。模擬電路還可能對(duì)噪聲很敏感，任何擾動(dòng)或噪聲都肯定會(huì)改變電流值的大小。

通過(guò)以數(shù)字方式控制模擬電路，可以大幅度降低系統(tǒng)的成本和功耗。此外，許多微控制器和DSP已經(jīng)在芯片上包含了PWM控制器，這使數(shù)字控制的實(shí)現(xiàn)變得更加容易了。

采樣控制理論中有一個(gè)重要結(jié)論：沖量相等而形狀不同的窄脈沖加在具有慣性的環(huán)節(jié)上時(shí)，其效果基本相同。PWM控制技術(shù)就是以該結(jié)論為理論基礎(chǔ)，對(duì)半導(dǎo)體開(kāi)關(guān)器件的導(dǎo)通和關(guān)斷進(jìn)行控制，使輸出端得到一系列幅值相等而寬度不相等的脈沖，用這些脈沖來(lái)代替正弦波或其他所需要的波形。按一定的規(guī)則對(duì)各脈沖的寬度進(jìn)行調(diào)制，既可改變逆變電路輸出電壓的大小，也可改變輸出頻率。

PWM控制的基本原理很早就已經(jīng)提出，但是受電力電子器件發(fā)展水平的制約，在上世紀(jì)80年代以前一直未能實(shí)現(xiàn)。直到進(jìn)入上世紀(jì)80年代，隨著全控型電力電子器件的出現(xiàn)和迅速發(fā)展，PWM控制技術(shù)才真正得到應(yīng)用。隨著電力電子技術(shù)，微電子技術(shù)和自動(dòng)控制技術(shù)的發(fā)展以及各種新的理論方法，如現(xiàn)代控制理論，非線(xiàn)性系統(tǒng)控制思想的應(yīng)用，PWM控制技術(shù)獲得了空前的發(fā)展，已出現(xiàn)了多種PWM控制技術(shù)，根據(jù)PWM控制技術(shù)的特點(diǎn)，主要有以下8類(lèi)方法。

等脈寬PWM法

VVVF(Variable Voltage Variable Frequency）裝置在早期是采用PAM(Pulse Amplitude Modulation）控制技術(shù)來(lái)實(shí)現(xiàn)的，其逆變器部分只能輸出頻率可調(diào)的方波電壓而不能調(diào)壓。等脈寬PWM法正是為了克服PAM法的這個(gè)缺點(diǎn)發(fā)展而來(lái)的，是PWM法中最為簡(jiǎn)單的一種。它是把每一脈沖的寬度均相等的脈沖列作為PWM波，通過(guò)改變其周期，達(dá)到調(diào)頻的效果。改變脈沖的寬度或占空比可以調(diào)壓，采用適當(dāng)控制方法即可使電壓與頻率協(xié)調(diào)變化。 相對(duì)于PAM法，該方法的優(yōu)點(diǎn)是簡(jiǎn)化了電路結(jié)構(gòu)，提高了輸入端的功率因數(shù)，但同時(shí)也存在輸出電壓中除基波外，還包含較大的諧波分量。

隨機(jī)PWM

在上世紀(jì)70年代開(kāi)始至上世紀(jì)80年代初，由于當(dāng)時(shí)大功率晶體管主要為雙極性達(dá)林頓三極管，載波頻率一般不超過(guò)5kHz，電機(jī)繞組的電磁噪音及諧波造成的振動(dòng)引起了人們的關(guān)注。為求得改善，隨機(jī)PWM方法應(yīng)運(yùn)而生。其原理是隨機(jī)改變開(kāi)關(guān)頻率使電機(jī)電磁噪音近似為限帶白噪聲（在線(xiàn)性頻率坐標(biāo)系中，各頻率能量分布是均勻的），盡管噪音的總分貝數(shù)未變，但以固定開(kāi)關(guān)頻率為特征的有色噪音強(qiáng)度大大削弱。正因?yàn)槿绱?，即使在IGBT已被廣泛應(yīng)用，對(duì)于載波頻率必須限制在較低頻率的場(chǎng)合，隨機(jī)PWM仍然有其特殊的價(jià)值；另一方面則說(shuō)明了消除機(jī)械和電磁噪音的最佳方法不是盲目地提高工作頻率，隨機(jī)PWM技術(shù)正是提供了一個(gè)分析，解決這種問(wèn)題的全新思路。

SPWM法

SPWM(Sinusoidal PWM）法是一種比較成熟的，如今使用較廣泛的PWM法。前面提到的采樣控制理論中的一個(gè)重要結(jié)論：沖量相等而形狀不同的窄脈沖加在具有慣性的環(huán)節(jié)上時(shí)，其效果基本相同的。 SPWM法就是以該結(jié)論為理論基礎(chǔ)，用脈沖寬度按正弦規(guī)律變化而和正弦波等效的PWM波形即SPWM波形控制逆變電路中開(kāi)關(guān)器件的通斷，使其輸出的脈沖電壓的面積與所希望輸出的正弦波在相應(yīng)區(qū)間內(nèi)的面積相等，通過(guò)改變調(diào)制波的頻率和幅值則可調(diào)節(jié)逆變電路輸出電壓的頻率和幅值。SPWM是指在調(diào)制期間，變頻電源的輸出幅度相等并且序列脈沖占空比根據(jù)正弦函數(shù)規(guī)律變化的一種調(diào)制方法。正弦函數(shù)取值越大，對(duì)應(yīng)的脈沖占空比也就越大，相鄰的脈沖間隔也就越小。相應(yīng)的，當(dāng)正弦函數(shù)取值越小時(shí)，脈沖占空比也越小，相鄰的脈沖間隔也就越大 。該方法的實(shí)現(xiàn)有以下幾種方案。

等面積法：該方案實(shí)際上就是SPWM法原理的直接闡釋?zhuān)猛瑯訑?shù)量的等幅而不等寬的矩形脈沖序列代替正弦波，然后計(jì)算各脈沖的寬度和間隔，并把這些數(shù)據(jù)存于微機(jī)中，通過(guò)查表的方式生成PWM信號(hào)控制開(kāi)關(guān)器件的通斷，以達(dá)到預(yù)期的目的。由于此方法是以SPWM控制的基本原理為出發(fā)點(diǎn)，可以準(zhǔn)確地計(jì)算出各開(kāi)關(guān)器件的通斷時(shí)刻，其所得的的波形很接近正弦波，但其存在計(jì)算繁瑣，數(shù)據(jù)占用內(nèi)存大，不能實(shí)時(shí)控制的缺點(diǎn)。

硬件調(diào)制法：硬件調(diào)制法是為解決等面積法計(jì)算繁瑣的缺點(diǎn)而提出的，其原理就是把所希望的波形作為調(diào)制信號(hào)，把接受調(diào)制的信號(hào)作為載波，通過(guò)對(duì)載波的調(diào)制得到所期望的PWM波形。通常采用等腰三角波作為載波，當(dāng)調(diào)制信號(hào)波為正弦波時(shí)，所得到的就是SPWM波形。其實(shí)現(xiàn)方法簡(jiǎn)單，可以用模擬電路構(gòu)成三角波載波和正弦調(diào)制波發(fā)生電路，用比較器來(lái)確定它們的交點(diǎn),在交點(diǎn)時(shí)刻對(duì)開(kāi)關(guān)器件的通斷進(jìn)行控制，就可以生成SPWM波。但是，這種模擬電路結(jié)構(gòu)復(fù)雜，難以實(shí)現(xiàn)精確的控制。

軟件生成法：由于微機(jī)技術(shù)的發(fā)展使得用軟件生成SPWM波形變得比較容易，因此，軟件生成法也就應(yīng)運(yùn)而生。軟件生成法其實(shí)就是用軟件來(lái)實(shí)現(xiàn)調(diào)制的方法，其有兩種基本算法，即自然采樣法和規(guī)則采樣法。

自然采樣法：以正弦波為調(diào)制波，等腰三角波為載波進(jìn)行比較，在兩個(gè)波形的自然交點(diǎn)時(shí)刻控制開(kāi)關(guān)器件的通斷，這就是自然采樣法。其優(yōu)點(diǎn)是所得SPWM波形最接近正弦波，但由于三角波與正弦波交點(diǎn)有任意性，脈沖中心在一個(gè)周期內(nèi)不等距，從而脈寬表達(dá)式是一個(gè)超越方程，計(jì)算繁瑣，難以實(shí)時(shí)控制。

規(guī)則采樣法：規(guī)則采樣法是一種應(yīng)用較廣的工程實(shí)用方法，一般采用三角波作為載波。其原理就是用三角波對(duì)正弦波進(jìn)行采樣得到階梯波，再以階梯波與三角波的交點(diǎn)時(shí)刻控制開(kāi)關(guān)器件的通斷，從而實(shí)現(xiàn)SPWM法。當(dāng)三角波只在其頂點(diǎn)（或底點(diǎn)）位置對(duì)正弦波進(jìn)行采樣時(shí)，由階梯波與三角波的交點(diǎn)所確定的脈寬，在一個(gè)載波周期（即采樣周期）內(nèi)的位置是對(duì)稱(chēng)的，這種方法稱(chēng)為對(duì)稱(chēng)規(guī)則采樣。當(dāng)三角波既在其頂點(diǎn)又在底點(diǎn)時(shí)刻對(duì)正弦波進(jìn)行采樣時(shí)，由階梯波與三角波的交點(diǎn)所確定的脈寬，在一個(gè)載波周期（此時(shí)為采樣周期的兩倍）內(nèi)的位置一般并不對(duì)稱(chēng)，這種方法稱(chēng)為非對(duì)稱(chēng)規(guī)則采樣。規(guī)則采樣法是對(duì)自然采樣法的改進(jìn)，其主要優(yōu)點(diǎn)就是是計(jì)算簡(jiǎn)單，便于在線(xiàn)實(shí)時(shí)運(yùn)算，其中非對(duì)稱(chēng)規(guī)則采樣法因階數(shù)多而更接近正弦。其缺點(diǎn)是直流電壓利用率較低，線(xiàn)性控制范圍較小。以上兩種方法均只適用于同步調(diào)制方式中。

低次諧波消去法：低次諧波消去法是以消去PWM波形中某些主要的低次諧波為目的的方法。其原理是對(duì)輸出電壓波形按傅氏級(jí)數(shù)展開(kāi)，表示為u（ωt)=ansinnωt，首先確定基波分量a1的值，再令兩個(gè)不同的an=0。就可以建立三個(gè)方程，聯(lián)立求解得a1,a2及a3，這樣就可以消去兩個(gè)頻率的諧波。該方法雖然可以很好地消除所指定的低次諧波，但是，剩余未消去的較低次諧波的幅值可能會(huì)相當(dāng)大，而且同樣存在計(jì)算復(fù)雜的缺點(diǎn)。該方法同樣只適用于同步調(diào)制方式中。

梯形波與三角波比較法：前面所介紹的各種方法主要是以輸出波形盡量接近正弦波為目的，從而忽視了直流電壓的利用率，如SPWM法，其直流電壓利用率僅為86.6%。因此，為了提高直流電壓利用率，提出了一種新的方法--梯形波與三角波比較法。該方法是采用梯形波作為調(diào)制信號(hào)，三角波為載波，且使兩波幅值相等，以?xún)刹ǖ慕稽c(diǎn)時(shí)刻控制開(kāi)關(guān)器件的通斷實(shí)現(xiàn)PWM控制。由于當(dāng)梯形波幅值和三角波幅值相等時(shí)，其所含的基波分量幅值已超過(guò)了三角波幅值，從而可以有效地提高直流電壓利用率。但由于梯形波本身含有低次諧波，所以輸出波形中含有5次，7次等低次諧波。

線(xiàn)電壓控制PWM

前面所介紹的各種PWM控制方法用于三相逆變電路時(shí)，都是對(duì)三相輸出相電壓分別進(jìn)行控制的，使其輸出接近正弦波，但是，對(duì)于像三相異步電動(dòng)機(jī)這樣的三相無(wú)中線(xiàn)對(duì)稱(chēng)負(fù)載，逆變器輸出不必追求相電壓接近正弦，而可著眼于使線(xiàn)電壓趨于正弦。因此，提出了線(xiàn)電壓控制PWM，主要有以下兩種方法。

馬鞍形波與三角波比較法：馬鞍形波與三角波比較法也就是諧波注入PWM方式（HIPWM），其原理是在正弦波中加入一定比例的三次諧波，調(diào)制信號(hào)便呈現(xiàn)出馬鞍形，而且幅值明顯降低，于是在調(diào)制信號(hào)的幅值不超過(guò)載波幅值的情況下，可以使基波幅值超過(guò)三角波幅值，提高了直流電壓利用率。在三相無(wú)中線(xiàn)系統(tǒng)中，由于三次諧波電流無(wú)通路，所以三個(gè)線(xiàn)電壓和線(xiàn)電流中均不含三次諧波。除了可以注入三次諧波以外，還可以注入其他3倍頻于正弦波信號(hào)的其他波形，這些信號(hào)都不會(huì)影響線(xiàn)電壓。這是因?yàn)?，?jīng)過(guò)PWM調(diào)制后逆變電路輸出的相電壓也必然包含相應(yīng)的3倍頻于正弦波信號(hào)的諧波，但在合成線(xiàn)電壓時(shí)，各相電壓中的這些諧波將互相抵消，從而使線(xiàn)電壓仍為正弦波。

單元脈寬調(diào)制法：因?yàn)椋鄬?duì)稱(chēng)線(xiàn)電壓有Uuv Uvw Uwu=0的關(guān)系，所以，某一線(xiàn)電壓任何時(shí)刻都等于另外兩個(gè)線(xiàn)電壓負(fù)值之和。如今把一個(gè)周期等分為6個(gè)區(qū)間，每區(qū)間60°，對(duì)于某一線(xiàn)電壓例如Uuv，半個(gè)周期兩邊60°區(qū)間用Uuv本身表示，中間60°區(qū)間用-(Uvw Uwu）表示，當(dāng)將Uvw和Uwu作同樣處理時(shí)，就可以得到三相線(xiàn)電壓波形只有半周內(nèi)兩邊60°區(qū)間的兩種波形形狀，并且有正有負(fù)。把這樣的電壓波形作為脈寬調(diào)制的參考信號(hào)，載波仍用三角波，并把各區(qū)間的曲線(xiàn)用直線(xiàn)近似（實(shí)踐表明，這樣做引起的誤差不大，完全可行），就可以得到線(xiàn)電壓的脈沖波形，該波形是完全對(duì)稱(chēng)，且規(guī)律性很強(qiáng)，負(fù)半周是正半周相應(yīng)脈沖列的反相，因此，只要半個(gè)周期兩邊60°區(qū)間的脈沖列一經(jīng)確定，線(xiàn)電壓的調(diào)制脈沖波形就唯一地確定。這個(gè)脈沖并不是開(kāi)關(guān)器件的驅(qū)動(dòng)脈沖信號(hào)，但由于已知三相線(xiàn)電壓的脈沖工作模式，就可以確定開(kāi)關(guān)器件的驅(qū)動(dòng)脈沖信號(hào)了。該方法不僅能抑制較多的低次諧波，還可減小開(kāi)關(guān)損耗和加寬線(xiàn)性控制區(qū)，同時(shí)還能帶來(lái)用微機(jī)控制的方便，但該方法只適用于異步電動(dòng)機(jī)，應(yīng)用范圍較小。

電流控制PWM

電流控制PWM的基本思想是把希望輸出的電流波形作為指令信號(hào)，把實(shí)際的電流波形作為反饋信號(hào)，通過(guò)兩者瞬時(shí)值的比較來(lái)決定各開(kāi)關(guān)器件的通斷，使實(shí)際輸出隨指令信號(hào)的改變而改變。其實(shí)現(xiàn)方案主要有以下3種。

滯環(huán)比較法：這是一種帶反饋的PWM控制方式，即每相電流反饋回來(lái)與電流給定值經(jīng)滯環(huán)比較器，得出相應(yīng)橋臂開(kāi)關(guān)器件的開(kāi)關(guān)狀態(tài)，使得實(shí)際電流跟蹤給定電流的變化。該方法的優(yōu)點(diǎn)是電路簡(jiǎn)單，動(dòng)態(tài)性能好，輸出電壓不含特定頻率的諧波分量。其缺點(diǎn)是開(kāi)關(guān)頻率不固定造成較為嚴(yán)重的噪音，和其他方法相比，在同一開(kāi)關(guān)頻率下輸出電流中所含的諧波較多。

三角波比較法：該方法與SPWM法中的三角波比較方式不同，這里是把指令電流與實(shí)際輸出電流進(jìn)行比較，求出偏差電流，通過(guò)放大器放大后再和三角波進(jìn)行比較，產(chǎn)生PWM波。此時(shí)開(kāi)關(guān)頻率一定，因而克服了滯環(huán)比較法頻率不固定的缺點(diǎn)。但是，這種方式電流響應(yīng)不如滯環(huán)比較法快。

預(yù)測(cè)電流控制法：預(yù)測(cè)電流控制是在每個(gè)調(diào)節(jié)周期開(kāi)始時(shí)，根據(jù)實(shí)際電流誤差，負(fù)載參數(shù)及其它負(fù)載變量，來(lái)預(yù)測(cè)電流誤差矢量趨勢(shì)，因此，下一個(gè)調(diào)節(jié)周期由PWM產(chǎn)生的電壓矢量必將減小所預(yù)測(cè)的誤差。該方法的優(yōu)點(diǎn)是，若給調(diào)節(jié)器除誤差外更多的信息，則可獲得比較快速，準(zhǔn)確的響應(yīng)。這類(lèi)調(diào)節(jié)器的局限性是響應(yīng)速度及過(guò)程模型系數(shù)參數(shù)的準(zhǔn)確性。

空間電壓矢量控制PWM

空間電壓矢量控制PWM(SVPWM）也叫磁通正弦PWM法。它以三相波形整體生成效果為前提，以逼近電機(jī)氣隙的理想圓形旋轉(zhuǎn)磁場(chǎng)軌跡為目的，用逆變器不同的開(kāi)關(guān)模式所產(chǎn)生的實(shí)際磁通去逼近基準(zhǔn)圓磁通，由它們的比較結(jié)果決定逆變器的開(kāi)關(guān)，形成PWM波形。此法從電動(dòng)機(jī)的角度出發(fā)，把逆變器和電機(jī)看作一個(gè)整體，以?xún)?nèi)切多邊形逼近圓的方式進(jìn)行控制，使電機(jī)獲得幅值恒定的圓形磁場(chǎng)（正弦磁通）。具體方法又分為磁通開(kāi)環(huán)式和磁通閉環(huán)式。磁通開(kāi)環(huán)法用兩個(gè)非零矢量和一個(gè)零矢量合成一個(gè)等效的電壓矢量，若采樣時(shí)間足夠小，可合成任意電壓矢量。此法輸出電壓比正弦波調(diào)制時(shí)提高15%，諧波電流有效值之和接近最小。磁通閉環(huán)式引入磁通反饋，控制磁通的大小和變化的速度。在比較估算磁通和給定磁通后，根據(jù)誤差決定產(chǎn)生下一個(gè)電壓矢量，形成PWM波形。這種方法克服了磁通開(kāi)環(huán)法的不足，解決了電機(jī)低速時(shí)，定子電阻影響大的問(wèn)題，減小了電機(jī)的脈動(dòng)和噪音。但由于未引入轉(zhuǎn)矩的調(diào)節(jié)，系統(tǒng)性能沒(méi)有得到根本性的改善。

矢量控制PWM

矢量控制也稱(chēng)磁場(chǎng)定向控制，其原理是將異步電動(dòng)機(jī)在三相坐標(biāo)系下的定子電流Ia，Ib及Ic，通過(guò)三相/二相變換，等效成兩相靜止坐標(biāo)系下的交流電流Ia1及Ib1，再通過(guò)按轉(zhuǎn)子磁場(chǎng)定向旋轉(zhuǎn)變換，等效成同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下的直流電流Im1及It1(Im1相當(dāng)于直流電動(dòng)機(jī)的勵(lì)磁電流；It1相當(dāng)于與轉(zhuǎn)矩成正比的電樞電流），然后模仿對(duì)直流電動(dòng)機(jī)的控制方法，實(shí)現(xiàn)對(duì)交流電動(dòng)機(jī)的控制。其實(shí)質(zhì)是將交流電動(dòng)機(jī)等效為直流電動(dòng)機(jī)，分別對(duì)速度，磁場(chǎng)兩個(gè)分量進(jìn)行獨(dú)立控制。通過(guò)控制轉(zhuǎn)子磁鏈，然后分解定子電流而獲得轉(zhuǎn)矩和磁場(chǎng)兩個(gè)分量，經(jīng)坐標(biāo)變換，實(shí)現(xiàn)正交或解耦控制。但是，由于轉(zhuǎn)子磁鏈難以準(zhǔn)確觀測(cè)，以及矢量變換的復(fù)雜性，使得實(shí)際控制效果往往難以達(dá)到理論分析的效果，這是矢量控制技術(shù)在實(shí)踐上的不足。此外，它必須直接或間接地得到轉(zhuǎn)子磁鏈在空間上的位置才能實(shí)現(xiàn)定子電流解耦控制，在這種矢量控制系統(tǒng)中需要配置轉(zhuǎn)子位置或速度傳感器，這顯然給許多應(yīng)用場(chǎng)合帶來(lái)不便。

直接轉(zhuǎn)矩控制PWM

1985年德國(guó)魯爾大學(xué)Depenbrock教授首先提出直接轉(zhuǎn)矩控制理論(Direct Torque Control簡(jiǎn)稱(chēng)DTC)。直接轉(zhuǎn)矩控制與矢量控制不同，它不是通過(guò)控制電流，磁鏈等量來(lái)間接控制轉(zhuǎn)矩，而是把轉(zhuǎn)矩直接作為被控量來(lái)控制，它也不需要解耦電機(jī)模型，而是在靜止的坐標(biāo)系中計(jì)算電機(jī)磁通和轉(zhuǎn)矩的實(shí)際值，然后，經(jīng)磁鏈和轉(zhuǎn)矩的Band-Band控制產(chǎn)生PWM信號(hào)對(duì)逆變器的開(kāi)關(guān)狀態(tài)進(jìn)行最佳控制，從而在很大程度上解決了上述矢量控制的不足，能方便地實(shí)現(xiàn)無(wú)速度傳感器化，有很快的轉(zhuǎn)矩響應(yīng)速度和很高的速度及轉(zhuǎn)矩控制精度，并以新穎的控制思想，簡(jiǎn)潔明了的系統(tǒng)結(jié)構(gòu)，優(yōu)良的動(dòng)靜態(tài)性能得到了迅速發(fā)展。但直接轉(zhuǎn)矩控制也存在缺點(diǎn)，如逆變器開(kāi)關(guān)頻率的提高有限制。

非線(xiàn)性控制PWM

單周控制法[7]又稱(chēng)積分復(fù)位控制（Integration Reset Control,簡(jiǎn)稱(chēng)IRC），是一種新型非線(xiàn)性控制技術(shù)，其基本思想是控制開(kāi)關(guān)占空比，在每個(gè)周期使開(kāi)關(guān)變量的平均值與控制參考電壓相等或成一定比例。該技術(shù)同時(shí)具有調(diào)制和控制的雙重性，通過(guò)復(fù)位開(kāi)關(guān)，積分器，觸發(fā)電路，比較器達(dá)到跟蹤指令信號(hào)的目的。單周控制器由控制器，比較器，積分器及時(shí)鐘組成，其中控制器可以是RS觸發(fā)器。

單周控制在控制電路中不需要誤差綜合，它能在一個(gè)周期內(nèi)自動(dòng)消除穩(wěn)態(tài)，瞬態(tài)誤差，使前一周期的誤差不會(huì)帶到下一周期。雖然硬件電路較復(fù)雜，但其克服了傳統(tǒng)的PWM控制方法的不足，適用于各種脈寬調(diào)制軟開(kāi)關(guān)逆變器，具有反應(yīng)快，開(kāi)關(guān)頻率恒定，魯棒性強(qiáng)等優(yōu)點(diǎn)，此外，單周控制還能優(yōu)化系統(tǒng)響應(yīng)，減小畸變和抑制電源干擾，是一種很有前途的控制方法。

諧振軟開(kāi)關(guān)PWM

傳統(tǒng)的PWM逆變電路中，電力電子開(kāi)關(guān)器件硬開(kāi)關(guān)的工作方式，大的開(kāi)關(guān)電壓電流應(yīng)力以及高的du/dt和di/dt限制了開(kāi)關(guān)器件工作頻率的提高，而高頻化是電力電子主要發(fā)展趨勢(shì)之一，它能使變換器體積減小，重量減輕，成本下降，性能提高(特別當(dāng)開(kāi)關(guān)頻率在18kHz以上時(shí))，振動(dòng)減少，使無(wú)噪聲傳動(dòng)系統(tǒng)成為可能。諧振軟開(kāi)關(guān)PWM的基本思想是在常規(guī)PWM變換器拓?fù)涞幕A(chǔ)上，附加一個(gè)諧振網(wǎng)絡(luò)，諧振網(wǎng)絡(luò)一般由諧振電感，諧振電容和功率開(kāi)關(guān)組成。開(kāi)關(guān)轉(zhuǎn)換時(shí)，諧振網(wǎng)絡(luò)工作使電力電子器件在開(kāi)關(guān)點(diǎn)上實(shí)現(xiàn)軟開(kāi)關(guān)過(guò)程，諧振過(guò)程極短，基本不影響PWM技術(shù)的實(shí)現(xiàn)。從而既保持了PWM技術(shù)的特點(diǎn)，又實(shí)現(xiàn)了軟開(kāi)關(guān)技術(shù)。但由于諧振網(wǎng)絡(luò)在電路中的存在必然會(huì)產(chǎn)生諧振損耗，并使電路受固有問(wèn)題的影響，從而限制了該方法的應(yīng)用。

PWM的一個(gè)優(yōu)點(diǎn)是從處理器到被控系統(tǒng)信號(hào)都是數(shù)字形式的，無(wú)需進(jìn)行數(shù)模轉(zhuǎn)換。讓信號(hào)保持為數(shù)字形式可將噪聲影響降到最小。噪聲只有在強(qiáng)到足以將邏輯1改變?yōu)檫壿?或?qū)⑦壿?改變?yōu)檫壿?時(shí)，也才能對(duì)數(shù)字信號(hào)產(chǎn)生影響。

對(duì)噪聲抵抗能力的增強(qiáng)是PWM相對(duì)于模擬控制的另外一個(gè)優(yōu)點(diǎn)，而且這也是在某些時(shí)候?qū)WM用于通信的主要原因。從模擬信號(hào)轉(zhuǎn)向PWM可以極大地延長(zhǎng)通信距離。在接收端，通過(guò)適當(dāng)?shù)腞C或LC網(wǎng)絡(luò)可以濾除調(diào)制高頻方波并將信號(hào)還原為模擬形式?？傊?，PWM既經(jīng)濟(jì)、節(jié)約空間、抗噪性能強(qiáng)，是一種值得廣大工程師在許多設(shè)計(jì)應(yīng)用中使用的有效技術(shù)。

伺服

脈沖寬度調(diào)制可以用于控制伺服機(jī)構(gòu)。

電信

在電信使用上，脈沖寬度調(diào)制是一種信號(hào)調(diào)制的形式，其脈沖波的寬度對(duì)應(yīng)到另一個(gè)特定資料會(huì)在傳送端被編碼，并于接收端解碼。 不同長(zhǎng)度的脈沖波(要傳遞的訊息本身)將會(huì)每隔固定的時(shí)間后被傳遞(載波的頻率)。

能量的傳遞

脈沖寬度調(diào)制可以被用來(lái)控制對(duì)于一個(gè)載流子能量傳遞的多少，而不會(huì)產(chǎn)生由阻抗所造成的線(xiàn)性能量傳遞損失。此方法所需要付出的代價(jià)是，載流子所流失的能量并非一個(gè)常數(shù)且是不連續(xù)的(如降壓式變換器)，載流子上傳遞的能量也不是連續(xù)的。然而，由于載流子可能是具有高頻電感性的，這時(shí)就必須要外加一個(gè)被動(dòng)的電子濾波器，讓這些脈沖波變?yōu)槠交夷軓?fù)原平均的模擬波型，能量流入載流子才會(huì)是連續(xù)的。而從供應(yīng)端流出的能量則不是連續(xù)的，因此大部分情況下需要額外的能量?jī)?chǔ)存空間。2100433B

脈沖頻率調(diào)制(PFM)之所以應(yīng)用沒(méi)有脈沖寬度調(diào)制(PWM)多最主要的一個(gè)原因就是脈沖寬度調(diào)制（PWM）控制方法實(shí)現(xiàn)起來(lái)容易，脈沖頻率調(diào)制(PFM)控制方法實(shí)現(xiàn)起來(lái)不太容易。

脈沖頻率調(diào)制優(yōu)點(diǎn)

脈沖頻率調(diào)制(PFM)相比較脈沖寬度調(diào)制(PWM)主要優(yōu)點(diǎn)在于效率：

1、對(duì)于外圍電路一樣的脈沖頻率調(diào)制(PFM)和脈沖寬度調(diào)制(PWM)而言，其峰值效率PFM與PWM相當(dāng)，但在峰值效率以前，脈沖頻率調(diào)制(PFM)的效率遠(yuǎn)遠(yuǎn)高于脈沖寬度調(diào)制(PWM)的效率，這是脈沖頻率調(diào)制(PFM)的主要優(yōu)勢(shì)。

2、脈沖寬度調(diào)制(PWM)由于誤差放大器的影響，回路增益及響應(yīng)速度受到限制，脈沖頻率調(diào)制(PFM)具有較快的響應(yīng)速度。

脈沖頻率調(diào)制缺點(diǎn)

脈沖頻率調(diào)制(PFM)相比較脈沖寬度調(diào)制(PWM)主要缺點(diǎn)在于濾波困難

1、濾波困難（諧波頻譜太寬）。

2、峰值效率以前，脈沖頻率調(diào)制(PFM)的頻率低于脈沖寬度調(diào)制(PWM)的頻率，會(huì)造成輸出紋波比脈沖寬度調(diào)制(PWM)偏大。

3、脈沖頻率調(diào)制(PFM)控制相比脈沖寬度調(diào)制(PWM)控制 IC 價(jià)格要貴。